On désigne un circuit électrique comme schéma équivalent, s’il possède les mêmes propriétés que l’original. Il est souvent composé d’éléments de base tels que les résistances, les sources, les capacités ou les inductances.

Le schéma équivalent du transistor se base sur des paramètres quadripôles.  La figure 1.6 montre l’exemple du schéma équivalent d’un transistor en montage émetteur commun exprimé avec les paramètres Y.

Si l’admittance inverse peut être négligée, la partie de l’entrée du schéma équivalent se simplifie pour ne laisser que la résistance d’entrée. Pour des fréquences élevées, cette simplification n’est plus valable et le schéma est à améliorer avec des éléments parasitaires (p. ex. capacités)

L’amplificateur opérationnel réel, tension et courant offset

Le schéma équivalent de l’amliop réel se distingue de l’ampliop idéal par des éléments supplémentaires que l’on n’a pas encore pris compte. En particulier il ne faut pas oublier que les bases des transistors d’entrée ne sont pas connectées en interne et ont besoin d’une liaison en courant direct avec le potentiel approprié (souvent la masse)
Il est cependant illicite de brancher les entrées de l’amplificateur par capacités (erreur typique commise par les débutants !)

Le schéma équivalent de l’amplificateur opérationnel réel

Le schéma équivalent de l’amplificateur opérationnel (fig. 2.9) contient des éléments supplémentaires comme les source de courant et tension, des composants non-linéaires et des capacités qui déterminent la fréquence de coupure supérieure (passe-bas).
Dans la fig. 2.9, différents points sont à remarquer :
1. La source de tension VOB (polarité indéterminée) décrit la tension d’offset différentielle. Elle donne le montant et le signe de la tension de dérive, de la tension différentielle résiduelle due aux variations de la température et au mode commun.
2. Les sources de courant iOA et iOB représentent les courants d’offset des deux transistors à l’entrée (courant de base).
3. Les deux sources de courant bruit iNA et iNB décrivent les perturbations aléatoires produites par les effets thermiques (ne pas confondre avec les effets de température sous point 1).
4. e’NB produit un bruit en série avec la source de tension offset VOB.
5. Cette capacité est responsable pour l’effet passe-bas de 20 dB par décade (voir aussi 2.3.3.3).
6. La résistance variable décrit la variation de l’amplification due au vieillissement, variation de la température et tension d’alimentation.
7. Ces éléments représentent de façon fortement simplifiée les non-linéarités du circuit d’entrée.
8. Ces diodes zener décrivent les effets non-linéaires du circuit de sortie et les effets de la saturation de l’étage sortie.
9. ZAG et ZBG symbolisent les impédances d’entrée mode commun, ZAB celle du mode différentiel. Tous les trois sont des impédances dynamiques.

Compensation de la tension différentielle résiduelle et des courants offset

Sans mesures préventives, les courants d’entrée ou courants offset et les tensions offset produisent un signal de sortie même si le signal d’entrée reste à zéro. Avec un choix approprié des résistances aux entrées de l’amplificateur, on peut réduire ces effets considérablement.
Les courants de base des deux transistors d’entrée provoquent des chutes de tension aux résistances Re, Rf et Rn. Si les deux tensions sont différentes, il résulte une tension différentielle à l’entrée et amplifiée aussi à la sortie. Dans une approche grossière les deux courants de base sont égaux. Si les deux courants passent par résistances de même valeur les chutes de tension sont égales et s’annulent. La tension offset est produite par les petites asymétries entre les deux branches de l’amplificateur différentiateur. A l’aide d’un potentiomètre on peut régler la tension différentielle résiduelle à zéro (fig. 2.12).

La réponse fréquentielle

L’amplification sans contre-réaction atteint au dessous de la fréquence de coupure inférieure (quelques 10 Hz) environ 10 dB (fig. 2.13).Au dessus de la fréquence de coupure inférieure l’amplification diminue de 20 dB par décade (passe-bas premier ordre). Elle devient 1 ou zéro dB pour la fréquence de transition. Cela permet de définir le produit « gain-bandwidth ». Ce produit est constant entre la fréquence de coupure inférieure et la fréquence de transition et permet une simple caractérisation de l’amplificateur. Dans l’exemple mentionné le produit vaut 1 MHz. Au dessus de la fréquence de transition l’amplification décroît plus fortement, le plus souvent de 40 dB par décade ou de façon encore plus prononcé pour des fréquences plus élevées (60 dB par décade).

Exemples et applications

Dans les exemples suivants l’amplificateur opérationnel est considéré comme idéal. Sous cette condition, les calculs se simplifient remarquablement. L’amliop idéal remplit les conditions suivantes
• Pour les fréquences examinées, il possède une amplification infinie. Cela permet de déduire que la tension entre les entrées est zéro (Ud=0). Autrement, la tension de sortie était infinie.
• L’impédance d’entrée est infinie (courant d’entrée Id=0).
• L’impédance de sortie est négligeable est n’a aucune influence sur l’amplification.
• On renonce à compenser le courant offset et la tension offset. Mais il faut quand même prendre en compte les résultats de la discussion sous 2.3.3.2.