Electronique de puissance et prototypage virtuel

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Problématique de la conception en électronique de puissance

L’intégration en électronique de puissance

En électronique de puissance, les fonctions sont principalement liées aux opérations de contrôle et de conversion de l’énergie électrique. Ainsi, les semi-conducteurs de puis-sance sont principalement destinés à des fonctions d’interrupteur dans la mise en œuvre des convertisseurs d’énergie (redresseur, hacheur, onduleur, etc.). Toutefois, des fonctions spécifiques de protection des équipements électriques mettent également en jeu des semi-conducteurs de puissance.
Les premiers composants de puissance (diodes, transistors bipolaires, thyristors) per-mettant de contrôler des tensions et des courants élevés furent commercialisés dans les années 1950 et, depuis, les composants semi-conducteurs se sont progressivement substi-tués aux solutions électromécaniques pour la réalisation des convertisseurs d’énergie.
Dans les années 1970, les structures de type MOS (Métal/Oxyde/ Semi-conducteur), ca-ractérisées par une impédance d’entrée élevée, ont permis de s’aﬀranchir des commandes en courant des dispositifs de puissance purement bipolaires.
Les premiers transistors MOS de puissance ont donc vu le jour, préfigurant les nombreux composants de puissance basés sur l’association des technologies MOS et bipolaires. Les topologies des dispositifs ont commencé ainsi à se simplifier et de nouvelles possibilités d’intégration sont apparues. Ainsi, au cours des années 1980, un pas technologique fut franchi avec l’IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) qui est devenu le composant de puissance le plus utilisé pour les applications de moyenne puissance [Sanchez 07].
Depuis une trentaine d’années, l’intégration en électronique de puissance s’est dévelop-pée, tirée par des marchés spécifiques comme l’automobile, l’éclairage ou l’électroménager. Suivant les niveaux de puissance et les contraintes à supporter, les solutions d’intégration sont monolithiques ou hybrides. Au sein de ce dernier type d’intégration, deux approches existent : l’une réservée aux moyennes puissances (Intégration fonctionnelle) [Sanchez 99] et l’autre pour les faibles puissances (« Smart Power » et H.V.I.C.) [Pezzani 95].
Les paragraphes suivants présentent de manière plus précise ces modes d’intégration afin de donner les tendances actuelles de l’électronique de puissance. Bien que les per-formances à optimiser pour les composants de puissance soient diﬀérentes de celles des circuits intégrés, l’évolution des composants de puissance au cours des vingt dernières années est étroitement liée aux progrès des technologies microélectroniques réalisés dans le domaine des circuits intégrés. En eﬀet, l’essor important des circuits intégrés du trai-tement du signal et de l’information s’est accompagné d’un important eﬀort de recherche qui a conduit au développement de nouveaux procédés technologiques et à la réduction des dimensions.
La synergie entre les domaines de la puissance et du traitement du signal a été dé-clenchée par l’introduction des technologies MOS dans les dispositifs de puissance. Les performances en termes de résistance à l’état passant des structures MOS verticales de puissance (VDMOS) [Decelercq 77, Decelercq 76] ont été nettement améliorées par la ré-duction des dimensions qui a permis d’augmenter le nombre de cellules par unité de surface.
L’IGBT [Baliga 82], qui est actuellement l’un des dispositifs les plus utilisés en électronique de puissance, est une retombée directe de ces travaux. Les dispositifs « Smart Power » mixant des dispositifs de puissance à commande MOS et des circuits de traitement du signal illustrent parfaitement cette tendance.
La réalisation technologique de ces nouvelles fonctions de puissance intégrées peut se traiter de deux façons soit en favorisant l’optimisation de la partie puissance, soit en pri-vilégiant la fonctionnalité aux dépens des éléments de puissance. Les dispositifs « Smart Power » et HVIC (« High Voltage Integrated Circuits ») correspondent davantage à la première approche et sont réalisés à partir de filières technologiques de type circuits inté-grés (CMOS ou BiCMOS). Les dispositifs de puissance discrets intelligents et l’intégration fonctionnelle procèdent de la deuxième approche et sont basés sur des technologies de type composants de puissance.

L’intégration hybride

L’intégration hybride se situe à mi-chemin entre l’intégration monolithique et ’as-semblagee discret. Cette intégration permet d’associer sur un même substrat, et grâce à un montage en surface adapté, diﬀérents types d’éléments de puissance combinés à des systèmes de contrôle. Le substrat doit présenter à la fois une bonne conductivité thermique et une bonne isolation électrique.
Ce mode d’intégration est adapté aux applications fonctionnant dans des gammes de puissances élevées, typiquement pour des courants supérieurs à 100 A et des tenues en tension de plus de 1200 V, cette intégration est typiquement destinée aux domaines de la traction ferroviaire et aux applications industrielles. (figure 1.1)
Deux degrés d’intégration apparaissent alors : les modules standards et les modules de puissance intelligents (IPM).
– Le premier type de modules se limite à la mise en parallèle d’IGBT et de diodes de roue libre associées, visent les applications très fortes tensions (jusqu’à 3 kvolts) et très forts courants (entre 100 Ampères et 2k Ampères).
Soumis à des sollicitations thermiques sévères ce type de module tend, au bout d’un nombre élevé de cycles de fonctionnement, à se détériorer. Cette fatigue thermique, directement liée aux matériaux et aux technologies utilisés au niveau de l’assemblage Module convertisseur intégré à IGBT (b) schéma d’assemblage du module électronique de puissance ouvert (200A-600V) et des interconnexions, s’avère contraignante et limitative en termes de fonctionne-ment. Les études réalisées sur les nouveaux matériaux et les nouvelles méthodes d’assemblage sont la clé d’une augmentation des puissances commutées par ce type de modules.
– Le second type de modules intègre une partie « intelligente », capable de gérer les commandes ou d’intégrer des systèmes de protection. La gamme en courant de ce type de module est comprise entre 3 et 100 A pour des tensions allant de 600 volts 1200 volts. Dans ces gammes de puissance, il est avant tout nécessaire de recourir un mode d’intégration conduisant à une bonne évacuation de la chaleur et à une isolation galvanique parfaite entre les diﬀérents éléments.

L’intégration monolithique

L’intégration monolithique consiste à réaliser au sein d’une même puce un ou plu-sieurs interrupteurs associés à des fonctions auxiliaires de commande, de protection ou de contrôle. Le domaine de puissance couvert par l’intégration monolithique se limite aux faibles et moyennes puissances. Ce type d’intégration se voit divisé donc en deux approches technologiques : Les « Smart Power » (H.V.I.C) et l’Intégration Fonctionnelle (IF).
Les « Smart Power » ou H.V.I.C : Cette approche est adaptée aux domaines des faibles puissances et est employée principalement pour le développement de composants destinés à l’automobile et la téléphonie. Ces dispositifs sont réalisés à partir de technologies CMOS et BiCMOS permettant d’intégrer sur la même puce des composants de puissance, des circuits logiques et analogiques qui assurent des fonctions de commande, de diagnostic et de protection.
Dans ce mode d’intégration, la fonction est clairement privilégiée par rapport au compo-sant de puissance, et on obtient des puces dont la surface est occupée majoritairement par les circuits intégrés et non par la partie puissance.
L’intégration fonctionnelle : Cette approche est destinée aux applications do-mestiques et couvre le domaine des moyennes puissances. Ce mode particulier d’intégra-tion, basé initialement sur des associations bipolaire/bipolaire (TRIAC), s’est rapidement développé, grâce notamment à l’introduction des technologies MOS.
Dans ce mode d’intégration monolithique, la fonctionnalité résulte des interconnexions de surface et des interactions entre les diﬀérentes couches semi-conductrices qui constituent le composant. Cette fonctionnalité ne résulte donc pas de l’interconnexion de composants discrets isolés les uns des autres.
L’optimisation de ce mode d’intégration passe par l’agencement et le dimensionnement judicieux de couches semi-conductrices qui permet leur interaction pour la réalisation de nouveaux composants et de nouvelles fonctions. Les composants ainsi créés peuvent in-tégrer de nombreuses fonctions de contrôle et de protection au sein même de la partie puissance. La diminution importante des interconnexions mécaniques par rapport à celles des composants « Smart Power » permet à l’intégration fonctionnelle d’être plus fiable et moins coûteuse en occupation de surface en rapport des niveaux de puissance.
Un exemple bien connu de l’Intégration Fonctionnelle est le thyristor, réalisé à partir de la mise en commun de la région de base de deux transistors bipolaires complémentaires et non de l’association discrète de ces deux mêmes transistors. Des exemples marquants d’applications du mode d’Intégration Fonctionnelle ont permis la réalisation pour la pre-mière fois de manière monolithique de la fonction « thyristor dual ». Cette fonction est réalisée par l’association hybride de composants de puissance.

Synthèse

Le tableau 1.1 permet de classer les diﬀérents types d’intégration en électronique de puissance cités ci-dessus en fonction de leurs gammes de courant et de tension et des grands domaines d’application.

Eﬀets Thermiques

Dans les composants de puissance, le comportement thermique est lié aux fonction-nement électrique de ce dernier. Cela est dû d’une part aux propriétés électriques des semi-conducteurs qui sont aﬀectées par la variation de la température et d’autre part à la température de la jonction qui varie en fonction de la puissance dissipée et de l’en-vironnement de refroidissement. Ainsi, la température de fonctionnement conditionne le comportement électrique des composants électroniques actifs et le cyclage thermique en-gendre des phénomènes de fatigue des structures menant à des défaillances.
Afin d’augmenter la fiabilité des composants et des systèmes électroniques et de bien optimiser leur conception thermique (boîtiers, conditions de fonctionnement, emplacement des composants sur les circuits imprimés, etc…), il faut avoir une bonne estimation du comportement électrothermique des circuits et des composants.
Il est nécessaire afin de prendre en considération le couplage électrothermique des com-posants électroniques de créer des modèles électrique des composants (diode, IGBT, MOS, etc…) en définissant les paramètres électriques aﬀectés par la variation de la température (Mobilité de porteurs, concentration des porteurs, durée de vie, etc…) et de développer un modèle thermique de toute la structure qui constitue le composant, son boîtier et son refroidissement puis à établir une communication entre ces diﬀérents modèles.

Les interrupteurs de puissance

Les composants de puissance unipolaires

Dans les composants semi-conducteurs unipolaires, le transport du courant est assuré par les seuls porteurs majoritaires de la région de base large et peu dopée qui constitue le cœur d’un composant de puissance. Cette région, que nous désignons comme région de base, est souvent de type N, correspond à la région centrale des diodes, à la base large des thyristors et à la région de collecteur des transistors bipolaires. Elle joue un rôle prin-cipal dans le comportement statique et dynamique du composant : elle oﬀre à la charge d’espace de la jonction bloquante la place de se développer et détermine donc la tenue en tension. Elle constitue à l’état passant une part importante de la résistance apparente du dispositif d’autant que, en l’absence d’injection de porteurs minoritaires, il n’y a pas d’eﬀet modérateur de modulation de conductivité. Cette région de base n’est donc pas modulée en conductivité ; aussi le compromis de performances oﬀert entre tension bloquée et courant passant est a priori moins favorable, pour une même surface de cristal, que pour les composants bipolaires.
Par contre, en l’absence de phénomènes de stockage de porteurs minoritaires, les compo-sants unipolaires sont intrinsèquement plus rapides [Leturcq 01]. Deux grands avantages peuvent être présentés :
– Une forte résistance d’entrée des dispositifs commandés (transistors), grâce à la possibilité de contrôler le flux de porteurs majoritaires par eﬀet de champ (eﬀet de champ de jonction, eﬀet de champ Métal Oxyde Semi-conducteur)
– Une grande stabilité thermique latérale sous polarisation directe, en raison du coef-ficient de température négatif de la mobilité des porteurs. Cette stabilité autorise la réalisation de composants de fort calibre en courant, avec une grande surface active, par intégration parallèle de cellules élémentaires.
La région de base N− permet de supporter la tension grâce à l’étalement de la zone de charge d’espace en polarisation inverse. C’est la raison pour laquelle cette région doit être profonde et faiblement dopée pour tenir des tensions élevées.
Parmi les composants de puissance unipolaires il existe les diode Schottky à contact redres-seur métal-semiconducteur, transistor à eﬀet de champ de jonction ou JFET (Junction-Field-Eﬀect-Transistor), transistor à eﬀet de champ Métal-Oxyde-Semiconducteur (MOS), les transistors vertical double-diﬀusé MOS (VDMOS), les transistors latéral double-diﬀusé MOS (LDMOS) et les transistors MOS à superjonction. Nous ne détaillerons pas plus ces diﬀérents composants unipolaires car notre travail de thèse ainsi que notre approche de modélisation est appliquée sur les composants de type bipolaire. Pour le lecteur intéressé nous le renvoyons à l’annexe A.

Les composants de puissance bipolaires

Schématisation des structures bipolaires

La compréhension du fonctionnement des composants semi-conducteurs de puissance bipolaires est largement facilitée si on admet l’unidimensionnalité des phénomènes prin-cipaux et la possibilité de partition de la structure en régions physiquement et électrique-ment typées. Rappelons que les régions encadrant la région de base et peu dopée ont pour rôle d’injecter dans cette dernière les porteurs (électrons et trous) de charge nécessaires à la conduction. Ces régions, émettrices ou collectrices, sont généralement beaucoup plus minces et for-tement dopées que la région de base. Pour ces deux raisons, nous pouvons, en première analyse, y négliger la charge des porteurs en excès. Dans les diodes de puissance, les zones encadrant la zone de base sont des zones émettrices de type P+ et N+, fortement dopées. Dans les thyristors et les transistors, l’une des régions est composite, associant à un émet-teur N+ une couche de commande P. Les structures types sont ainsi N+/PN−/P+ pour les thyristors et N+/PN−/N+ pour les transistors. La région de base d’épaisseur WB, peut, son tour, être subdivisée en plusieurs zones qui, selon les régimes de fonctionnement, correspondent à des zones de charge d’espace et de drift.
Ainsi, nous soulignons deux aspects particulièrement importants du comportement de la région de base. Le premier s’appuie sur la nature distribuée des phénomènes électriques. Le second est la nature mouvante des frontières de la région de stockage. En eﬀet, les frontières de la zone de stockage coïncident avec les jonctions métallurgiques en régime de saturation. Lors de la phase de désaturation, la zone de charge d’espace supportant la tension et éventuellement une zone de « drift » apparaissent de part et d’autre des charges stockées.

La diode de puissance PIN

La diode PIN est le composant élémentaire de l’électronique de puissance. Elle utilise le phénomène d’injection de porteurs grâce à deux émetteurs de type P+ (anode) et N+ (cathode). Elle est indispensable soit pour assurer les fonctions de redressement dans les convertisseurs statiques alternatif/continu (redresseur) soit pour assurer la continuité du courant (phase de roue libre) dans les cellules élémentaires de commutation.
L’ajustement de la durée de vie des porteurs de base et des eﬃcacités d’injection des émetteurs permettent de régler les performances de la diode PIN en considérant le compromis performances statiques/performances dynamiques. Pour la première, le réglage s’eﬀectue par l’introduction de centres recombinants tel que l’or ou par irradiation de particules à forte énergie [Berraies 98]. D’autre part, un émetteur semi-transparent dont l’eﬃcacité d’injection est réduite est substitué à un émetteur de type P+ relativement épais et fortement dopé.

Principe de fonctionnement de la diode PIN

h Fonctionnement en régime statique : La diode PIN est constituée de deux émetteurs de types P+ et N+ et d’une base profonde et peu dopée de type N−. À l’état passant et en raison de son faible dopage, la région de base se retrouve en haut niveau d’injection. La charge stockée est importante et permet une augmentation de la conduc-tivité avec pour conséquence une faible chute de tension à l’état passant.
La disparition de la charge d’espace se fait par recombinaison et se caractérise électri-quement par un courant de recouvrement important qui ralentit à la fois les vitesses de commutation et augmente les pertes dynamiques.
D’après les caractéristiques statiques de la diode PIN présenté dans la figure 1.2.a, on peut distinguer deux modes :
– Un mode « passant » pour une tension totale VAK supérieure à la tension de seuil (Vseuil) de la diode.
– Un mode « bloqué » pour une tension totale VAK inférieure à la tension de seuil de la diode. Dans ce dernier cas, c’est la jonction P+/N− qui est polarisée en inverse. C’est l’extension de la zone de charge d’espace dans la région de base qui va déterminer au premier ordre la tenue en tension. Fonctionnement en régime dynamique : Lorsqu’on inverse le sens du courant traversant la diode PIN, un certain temps s’écoule avant que la diode ne retrouve son pouvoir bloquant. Ce temps dit de recouvrement correspond à l’évacuation de la charge précédemment stockée dans la base pendant la phase de conduction. Le mécanisme de recouvrement inverse s’accompagne d’une dissipation d’énergie puisque la tension inverse apparaît aux bornes du composant alors que le courant circule encore. Les formes d’ondes en courant et en tension observées au recouvrement inverse peuvent être, pour un même composant, fort diverses en fonction des conditions d’utilisation et des caractéristiques du circuit [Massol 93].
La figure 1.2.b présente les caractéristiques de courant et tension du recouvrement inverse de la diode PIN. Un circuit classique de test sera présenté en détaille au chapitre 3.

L’Insulated Gate Bipolar Transistor

L’IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) est un dispositif semi-conducteur qui as-socie les avantages d’une commande MOS et les performances en conduction des structures bipolaires. Pour ces raisons, l’IGBT est devenu le composant majeur de l’électronique de puissance pour des applications allant jusqu’à 10 kW sous des fréquences pouvant aller jusqu’à 20 kHz.
L’IGBT à été proposé pour la première fois par Baliga en 1979 et depuis, de nombreux travaux ont été réalisés afin d’améliorer ses performances. Introduit commercialement pour la première fois en 1983, il est aujourd’hui proposé par de nombreux fabricants (Eupec, Mitsubishi Electrics, Toshiba, Siemens, …) de manière discrète ou sous forme de modules. Les modules IGBT couvrent une large gamme en tension de 600 V à 6500 V, pour des capacités en courant jusqu’à 1200 A.
Il existe à l’heure actuelle deux grandes familles de géométrie de grille : les IGBTs à grille planar et les IGBTs à grille en tranchées. Il existe également dans ces deux grandes familles plusieurs types de design de l’anode : les IGBT à contrôle d’injection IGBT-NPT et les IGBT à limitation de charge IGBT-PT. D’autre part, les IGBTs à grille en tranchée ou « IGBT Trench » représente à l’heure actuelle une large part du marché. La figure 1.3 comparent respectivement les structures verticales des IGBT à grille « planar » et à grille en tranchées. L’IGBT à tranchées est une structure quatre couches P NP N avec une région de base large et faiblement dopée N−, une anode P+, un caisson P et une cathode N+. La diﬀérence comparent aux structures « planar » se situe au niveau de la géométrie de la grille. Dans le cas de l’IGBT à tranchées, l’oxyde du canal MOS est positionné verticalement. La réalisation des tranchées se fait grâce à la technologie RIE (Reactive Ion Etching) et a été appliquée en premier pour des dispositifs MOS. Les avantages d’une telle technique sont d’une part, l’augmentation de la densité d’intégration dû à la largeur de la cellule élémentaire qui est plus courte dans un IGBT à tranchées que celle d’un IGBT « planar » permettant d’augmenter, en eﬀet, la gamme en courant, et d’autre part, une diminution de la chute de tension à l’état passant en raison de la suppression de la résistance d’accès.
Concernant le niveau de courant de latch-up, celui-ci se trouve être de valeur bien supérieure à celle présentée par les structures de type « planar ». En eﬀet, l’amélioration de la trajectoire des flux de trous, au sein du composant, ainsi que la dimension plus réduite des caissons amènent une réduction de la résistance de latch-up.
L’IGBT Non-Punch-Through : L’IGBT NPT (figure 1.4.a) comporte un émet-teur mince, modérément dopé, de façon à limiter l’injection des porteurs dans la région de base large et faiblement dopée. Le niveau de charge stockée dans la région de base reste raisonnable et le compromis chute de tension à l’état passant/performance dynamique reste acceptable.
Lorsque l’IGBT est en mode de conduction, le canal du MOSFET injecte des électrons dans la base et permet un eﬀet transistor dans la partie bipolaire PN−/P+. Par rapport au courant total, le courant d’électrons circulant dans le canal du transistor MOSFET est réduit de la quantité du courant de trous circulant directement de la base N− vers l’émetteur P.

Table des matières

Introduction générale
1 Electronique de puissance et prototypage virtuel
1.1 Introduction
1.2 Problématique de la conception en électronique de puissance
1.2.1 L’intégration en électronique de puissance
1.2.1.1 L’intégration hybride
1.2.1.2 L’intégration monolithique
1.2.1.3 Synthèse
1.2.2 Effets Thermiques
1.3 Les interrupteurs de puissance
1.3.1 Les composants de puissance unipolaires
1.3.2 Les composants de puissance bipolaires
1.3.2.1 Schématisation des structures bipolaires
1.3.2.2 La diode de puissance PIN
1.3.2.3 Principe de fonctionnement de la diode PIN
1.3.2.4 L’Insulated Gate Bipolar Transistor
1.4 La modélisation
1.4.1 Objectifs de la modélisation
1.4.2 Les différentes approches de modélisation [Bonnet 03]
1.4.2.1 Modélisation comportementale
1.4.2.2 Modélisation physique
1.4.2.3 Modélisation à éléments finis [Austin 03]
1.5 Les langages descriptifs et outils de simulation
1.5.1 Outils de constructeurs
1.5.1.1 IPOSIM-Infineon
1.5.1.2 MELCOSIM-Mitsubishi
1.5.2 Les différents langages de modélisation
1.5.2.1 SysML
1.5.2.2 Mast
1.5.2.3 Modelica
1.5.2.4 VHDL-AMS
1.5.2.5 Verilog-AMS
1.5.3 Le choix du langage de modélisation
1.5.3.1 Comparaison des différentes langages descriptifs
1.5.3.2 Choix du VHDL-AMS
1.5.4 Outils de simulation
1.5.4.1 SPICE
1.5.4.2 Questa-ADMS
1.5.4.3 SystemVision
1.5.4.4 Simplorer
1.6 Objectifs de la thèse
1.6.1 Bibliothèque des sous modèles
1.7 Conclusion
2 Présentationde la bibliothèque des sous modèles
2.1 Introduction
2.2 Approche distribuée de la modélisation des structures bipolaires
2.2.1 Hypothèses simplificatrices/Approche unidimensionnelle
2.2.2 Comportement électrique de la région de base
2.3 L’équation de diffusion ambipolaire
2.3.1 Principe de résolution de l’équation de diffusion ambipolaire
2.3.2 Représentation à l’aide de lignes RC [Gillet 95]
2.3.3 Calcul de la concentration des porteurs aux frontières
2.3.4 Évolution des frontières par asservissement
2.3.4.1 Régime de saturation
2.3.4.2 Régime de désaturation [Austin 03, De Maglie 07]
2.3.5 Troncatures des lignes ; limitation du nombre de cellules
2.4 Modélisation des différents régions électriques
2.4.1 Les émetteurs
2.4.1.1 Les émetteurs classiques fortement dopés
2.4.1.2 Les émetteurs minces fortement dopés
2.4.1.3 Les émetteurs associés à une couche tampon
2.4.1.4 Présentation du code VHDL-AMS de l’émetteur classique
2.4.2 Les zones de charge d’espace
2.4.2.1 Description comportementale
2.4.2.2 Présentation du code VHDL-AMS des zones de charge d’espace
2.4.3 Section MOS
2.4.3.1 Description comportementale
2.4.3.2 Présentation du code VHDL-AMS de la section MOS
2.4.4 Caisson P/P+
2.4.4.1 Prise en compte des courants latéraux et verticaux
2.4.4.2 Claquage par avalanche
2.4.4.3 Présentation du code VHDL-AMS du caisson P/P+
2.5 Influence de la température. Présentation des paramètres thermosensibles
2.5.1 Concentration intrinsèque
2.5.2 Mobilité des porteurs
2.5.3 Vitesse limite des porteurs
2.5.4 Durée de vie des porteurs
2.5.5 Paramètres de recombinaison surfacique
2.5.6 Paramètres du MOS
2.5.6.1 Tension de seuil
2.5.6.2 Facteur de pente
2.6 Conclusion
3 Mise en oeuvre et exploitation de la bibliothèque
3.1 Mise en oeuvre
3.1.1 Règles élémentaires de la modélisation en VHDL-AMS
3.1.1.1 Représentation des grandeurs analogiques
3.1.1.2 Attributs
3.1.1.3 Alternatives
3.1.1.4 Discontinuités
3.1.1.5 Domaine de simulation
3.1.2 Assemblage des différentes zones physiques / Sous modèles
3.1.2.1 Continuité des courants aux interfaces
3.1.2.2 Calcul de la chute de tension totale entre électrodes
3.1.3 Méthode d’implémentation sous VHDL-AMS
3.1.4 Modèle de la diode PIN de puissance
3.1.4.1 Description du modèle de la diode PIN
3.1.4.2 Problématique de modélisation par sous-modèles
3.1.4.3 Présentation du code VHDL-AMS de la diode PIN
3.1.5 Modèles de l’IGBT-NPT et IGBT-PT planar
3.1.5.1 Description du modèle de l’IGBT à contrôle d’injection (non punch through) ou NPT
3.1.5.2 Description du modèle de l’IGBT à limitation de charge d’espace (punch through) ou PT
3.1.5.3 Implantation par approche régionale
3.1.5.4 Implantation par approche globale
3.2 Exploitation
3.2.1 Simulation de la diode PIN de puissance
3.2.1.1 Présentation du circuit électrique
3.2.1.2 Présentation des différents composants testés
3.2.1.3 Présentation du code VHDL-AMS du circuit de test de la diode PIN (testbench)
3.2.1.4 Résultats de simulation du modèle VHDL-AMS de la diode PIN sous Questa-ADMS. Configuration redresseur
3.2.1.5 Résultats de simulation du modèle VHDL-AMS de la diode PIN sous Questa-ADMS. Configuration roue libre
3.2.1.6 Influence du nombres de cellules sur les formes d’ondes
3.2.1.7 Conclusion
3.2.2 Simulation statique de l’IGBT-NPT
3.2.2.1 Présentation du circuit électrique
3.2.2.2 Présentation du code VHDL-AMS du circuit de test de l’IGBT-NPT
3.2.2.3 Résultats de simulation du modèle VHDL-AMS de l’IGBTNPT sous Questa-ADMS
3.3 Simulation dynamique de l’IGBT-NPT
3.4 Conclusion
Conclusion générale et perspectives
Bibliographie