Techniques de miniaturisation

Dans ce paragraphe, nous exposons diverses techniques de miniaturisation d’antennes. Il existe plusieurs concepts de miniaturisation qui ont pour but d’allonger artificiellement les dimensions du dispositif résonant. Parmi ces techniques, on trouve l’allongement électrique du chemin du courant par modification de la structure de l’antenne, le rajout d’éléments parasites ou l’utilisation de matériaux particuliers. Nous abordons dans la suite le détail des différentes techniques existant dans la littérature.

Modification de la géométrie

Cette technique de miniaturisation est la plus répandue actuellement et concerne un panel de formes antennaires. Nous énumérons dans ce paragraphe, différentes structures d’antennes miniatures reposant sur la modification de la géométrie.

Ajout de fentes

L’une des techniques mises en œuvre pour allonger le chemin électrique des courants est l’introduction de fentes dans la structure rayonnante. Le principe utilisé est non seulement de forcer les courants à contourner les fentes inscrites et donc allonger leur trajet, mais aussi d’induire des effets capacitifs et inductifs modifiant l’impédance d’entrée de l’antenne [I.16].
La Figure I-4 correspond à la structure étudiée par Nguyen et al. [I.17]. En changeant les caractéristiques de la fente, la fréquence de résonance est modifiée. En effet, plus la fente est longue et plus la fréquence de résonance diminue. On retrouve les mêmes résultats concernant la largeur de la fente. Il existe aussi des fentes repliées en U, en H, en papillon mais aussi de forme curviligne [I.17]-[I.20].

Antenne volumétrique

D’après les diverses études menées sur les antennes miniatures [I.3]-[I.14], ce sont celles qui occupent de manière ingénieuse leur zone réactive (à l’intérieur de la sphère de Wheeler ou de Chu) qui auront les meilleures performances en termes de bande passante et d’efficacité. Ayant pour but d’atteindre la limite optimale du facteur de qualité, Best [I.39] a étudié une structure antennaire particulière correspondant à l’antenne sphérique hélicoïdale à 4 brins (Figure I-12). Cette structure a été pensée pour qu’elle occupe pratiquement tout le volume de la zone réactive. L’antenne est placée sur un plan de masse considéré comme infini, elle est alimentée par une seule excitation placée en bout d’un brin. L’antenne sphérique hélicoïdale à 4 brins est une évolution de l’antenne sphérique hélicoïdale à 2 brins, elle-même issue de l’antenne hélicoïde simple brin. Cette évolution a pour but d’améliorer la résistance d’entrée de l’antenne, son efficacité, et son facteur de qualité. Le Tableau I-2 présente les performances de ces trois antennes en fonction du nombre de brins et du nombre d’enroulements hélicoïdaux des brins. Pour le cas de l’antenne sphérique à 4 brins, avec un seul enroulement, nous avons un facteur de qualité Q=32 pour une résistance d’entrée de 98,6% et une taille électrique ka=0,36. On situe le facteur de qualité par rapport à la limite de Chu sur la Figure I-13 où sont tracés les facteurs de qualité en fonction de la taille électrique ka des antennes. On s’aperçoit que la structure sphérique hélicoïdale à 4 brins est plus proche des limites fondamentales de Chu que les autre structures.
En effet, pour un seul enroulement, le facteur de qualité de cette structure est 1,5 fois plus grand que le facteur de qualité minimum. En outre, on remarque que le facteur de qualité augmente avec le nombre de tours car la miniaturisation est plus grande.

Miniaturisation à l’aide de matériaux

Les antennes imprimées sont des antennes largement utilisées du fait de leur facilité de conception, d’intégration et de leur faible coût. Cependant, compte tenu du contexte de miniaturisation et de leurs tailles initiales relativement grandes, ces antennes font souvent l’objet de réduction de taille électrique par l’utilisation de matériaux. Nous allons détailler plusieurs types de matériaux employés jusqu’à présent afin de miniaturiser les antennes.

Matériaux diélectriques

De nombreux travaux ont montré la possibilité de miniaturiser les antennes imprimées par l’utilisation d’un substrat diélectrique à forte permittivité [I.42][I.43] qui va concentrer les lignes de champ sous l’élément rayonnant. Ce phénomène peut s’expliquer par le fait qu’un champ électrique appliqué dans un milieu à forte permittivité influence l’organisation des charges électriques, notamment leur déplacement et la réorientation des dipôles électriques. Il est en effet bien connu que les matériaux à fort contraste permettent de réduire la taille physique d’une antenne en raison d’une longueur d’onde plus courte dans le matériau [I.44].
En utilisant un diélectrique avec une permittivité relative İ r élevée, typiquement de l’ordre de 10 à 20, la longueur d’onde guidée Ȝ g diminue, comme le montre l’équation (I-11).

Agilité fréquentielle

Introduction

Dans un contexte de généralisation des systèmes de communication sans fil, le besoin de miniaturiser les antennes va en augmentant afin de permettre leur intégration sur de petits objets aux fréquences UHF. Cependant, comme nous l’avons détaillé dans le paragraphe précédent, lorsque l’on réduit la taille électrique d’une antenne, on diminue son efficacité et sa bande passante. Pour pallier le problème de l’étroitesse de la bande passante, une solution consiste à rendre une antenne miniature reconfigurable en fréquence lorsque le standard de communication l’autorise (bande instantanée étroite possible).
Nous illustrons l’agilité fréquentielle obtenue grâce à des techniques de reconfigurabilité sur la Figure I-27. Sur cette figure, à gauche, l’antenne miniaturisée possède une faible bandepassante, définie par un coefficient de réflexion inférieur à -10dB. A droite, en utilisant différentes techniques décrites par la suite, on déplace le coefficient de réflexion de l’antenne de manière à recouvrir des bandes de fréquences voisines. Si la bande-passante instantanée de l’antenne reste assez étroite, la bande passante globale obtenue par commutation est bien plus importante, et peut permettre de couvrir le spectre voulu.
Afin de comprendre le contexte de notre étude, nous prenons l’exemple du WIFI à 2,4GHz (Norme 802.11g). Ce service comprend plusieurs canaux de fréquences ISM donnés par le Tableau I-6 et représentés graphiquement sur la Figure I-28.
Une antenne miniature reconfigurable en fréquence pour l’application WIFI, doit être conçue pour recouvrir tous les canaux précédents par commutation. La bande passante instantanée doit être suffisamment grande pour couvrir chaque canal et l’agilité fréquentielle permet de se déplacer d’un canal à un autre.
Les antennes reconfigurables constituent des solutions d’intégration qui suscitent un intérêt particulier dans les systèmes actuels. Il existe tout de même le problème du circuit de polarisation des éléments actifs qui peuvent être contraignants ainsi que leur consommation et les pertes qu’ils introduisent. On retrouve aussi des problèmes liés à la linéarité des composants mais aussi du coût de ces composants, comme par exemple les MEMS (MicroElectroMechanical Systems) qui peuvent être relativement chers.

Techniques de reconfigurabilité fréquentielle

Introduction d’éléments actifs sur la structure

L’agilité fréquentielle est obtenue en modifiant la longueur de résonance du résonateur. Pour cela, on charge l’antenne par des éléments actifs dont la réactance peut être contrôlée électroniquement (diode varicap), ou par des composants jouant le rôle d’interrupteur (diodes PIN, FET ou MEMS). Il ressort de l’état de l’art plutôt quatre types de structures d’antennes reconfigurables en fréquence les plus utilisées dans les plateformes sans fils : les antennes microruban, les antennes fentes, les antennes filaires et les antennes PIFAs. Concernant les antennes microruban, on introduit généralement des fentes afin d’allonger le trajet du courant et changer la fréquence de résonance. L’agilité fréquentielle est obtenue en contrôlant la longueur de ces fentes à l’aide de diodes. Concernant les antennes monopoles, la fréquence de résonance est déterminée par la longueur du brin. Afin de rendre l’antenne reconfigurable en fréquence, la longueur de ce brin peut être modifiée par l’ajout d’un élément actif. Sur les structures PIFA, on joue plutôt sur l’alimentation ou le court circuit et leur position pour contrôler l’impédance de l’antenne. Toutefois, il existe maintes autres configurations dans la littérature [I.62] [I.63], mais nous focalisons notre étude sur ces quatre types d’antennes.

Antenne microruban

Les antennes microrubans présentent de nombreux avantages en termes de coût et depossibilité d’intégration. Cependant, étant donné leur hauteur réduite, elles présentent classiquement une faible bande passante. Afin de les rendre agiles en fréquence, la techniqueconsiste à ajouter un élément actif sur la structure afin d’augmenter la plage de fréquence de fonctionnement.

MEMS ( Système Micro électromécanique)

Un MEMS est un microsystème comprenant un ou plusieurs éléments mécaniques, utilisant l’électricité comme source d’énergie, en vue de réaliser une fonction de capteur et/ou d’actionneur; en partie assurée par la forme même de la structure. Selon leur conception, les MEMS peuvent servir pour diverses fonctions (Figure I-34). Typiquement, ils peuvent remplacer dans les structures antennaires des capacités ou des interrupteurs au même titre que les diodes varicap ou PIN. Ils ont cependant besoin d’une très haute tension d’activation, mais comme ils ne consomment quasiment pas de courant, les pertes sont très faibles. Leurs inconvénients restent en premier lieu la tension élevée qu’ils nécessitent (parfois jusqu’à 60V) et en second lieu, le coût relativement élevé de leur fabrication.

Antenne fente

Dans plusieurs études, une fente qui va modifier le trajet du courant est réalisée sur l’antenne. Ensuite, des diodes sont disposées sur cette fente dans le but de modifier sa longueur et de ce fait sa fréquence de résonance.
Un exemple illustratif est donné par [I.70], où une fente simple est taillée sur un plan de masse et au bout de laquelle on place une diode varicap (Figure I-37). Le substrat utilisé est du substrat FR4 d’épaisseur 0,8mm et l’antenne est alimentée par une ligne microruban. Un circuit de polarisation complet est présenté sur la Figure I-37. Les dimensions du plan de masse sont de 80x30mm² (Lg x Wg), et la fente a une longueur totale de L=20mm. En faisant varier la valeur de la tension aux bornes de la diode varicap de 0 à 20V, la bande de fréquence varie de 0,78 GHz à 2,09 GHz. Le coefficient de réflexion issu de la mesure est présenté sur la Figure I-38. Si l’on considère les dimensions du plan de masse, la taille électrique de l’antenne est de Ȝ 0 /4,8 x Ȝ 0 /12,8 à 0,78GHz, la longueur électrique de la fente est de Ȝ 0 /19,2.
L’excursion en fréquence obtenue TR est alors de 91%. Le gain mesuré a subi une dégradation à cause de la présence de la résistance série de la diode varicap. En effet, le gain maximal en simulation est de 2,6dBi (pour une diode parfaite introduite) et de 1,2dBi en mesure.

Matériaux

L’idée est ici d’utiliser le substrat comme paramètre variable assurant l’agilité des antennes. La plupart des antennes sont imprimées sur des substrats diélectriques, il s’est avéré alors très intéressant d’utiliser des substrats différents et voir leur influence sur les propriétés des antennes. Quelques études ont été réalisées utilisant des propriétés de matériaux différents notamment un substrat ferroélectrique. L’exemple de la Figure I-55 est tiré d’un brevet déposé sur la possibilité d’ajouter un substrat ferroélectrique sur une antenne microruban pour permettre son agilité [I.89]. On observe l’effet de la tension appliquée au matériau sur la Figure I-56. Le coefficient de réflexion est modifié avec l’application de la tension et nous observons un comportement bi-bande de l’antenne. Nous n’avons cependant pas les informations concernant la taille électrique de l’antenne, la bande passante totalepouvant être atteinte ou l’efficacité rayonnée.

Variation de la position y4

Pour différentes positions de fente notées y4 (Figure II-22), nous traçons l’impédance d’entrée obtenue sur la Figure II-22. Nous remarquons que la fréquence de résonance de l’antenne est d’autant plus petite que la fente est proche de la sonde d’excitation et du fil de court circuit (y 4 =2mm, Figure II-18). La fréquence de résonance en fonction de la position de la fente est montrée sur la Figure II-23. La fréquence minimale relevée est fr=1,547GHz, c’est donc la configuration (4) et avec la distance la plus proche des fils qui conduit au maximum de miniaturisation de l’antenne fil-plaque à fente.

Conclusion

Une étude approfondie sur la miniaturisation de l’antenne fil-plaque par l’ajout d’une fente a été effectuée dans ce chapitre. En agissant sur la position et sur la longueur de la fente introduite sur le toit de l’antenne, la capacité du toit de l’antenne est modifiée. L’effet de la fente a été modélisé par un circuit équivalent électrique simulant l’impédance d’entrée de l’antenne. L’analyse présentée a été complétée et validée par les simulations électromagnétiques.
La construction de plusieurs prototypes confirme par l’expérimentation les résultats et les performances attendues des antennes. L’ajout d’une fente sur le toit capacitif a permis de miniaturiser l’antenne jusqu’à 30. Une réduction de fréquence importante peut être obtenue grâce à cette technique (en l’occurrence ici 42%).
L’analyse des performances de l’antenne miniaturisée s’est appuyée sur deux paramètres clefs : le facteur de qualité (ou bande passante) et l’efficacité. Le facteur de qualité augmente avec la miniaturisation, ce qui signifie que la bande passante diminue. L’efficacité de l’antenne diminue également avec la réduction de taille. Ces résultats sont en accord avec les limites fondamentales physiques des antennes miniatures.

Résultats de simulation

Charge capacitive idéale

En première approche, nous considérons la charge capacitive comme idéale c’est-à-dire une pure capacité ne présentant aucune perte. Le conducteur utilisé en simulation est le cuivre (conductivité finie) et le substrat FR4 présente une tangente de pertes de 0,02. Nous introduirons le circuit équivalent réel de la charge capacitive par la suite.

Caractéristiques en impédance

Dans cette partie, nous vérifions tout d’abord la tendance observée avec le modèle grâce au simulateur électromagnétique 3D [II.16]. Comme nous pouvons le constater sur la Figure III-6, l’impédance d’entrée de l’antenne est modifiée avec la valeur de capacité. La comparaison des résultats avec la modélisation nous indique une différence au niveau des valeurs de capacité, mais nous retrouvons tout de même une tendance équivalente. En effet, nous constatons que la fréquence de résonance diminue avec la valeur de la capacité (Figure III-7 (a) et (b)).
Il est important de noter que le lieu d’impédance est modifié avec la valeur de la capacité.
Nous constatons une baisse de l’amplitude de la partie réelle et imaginaire de l’impédance.
Cela a pour conséquence de limiter la bande passante maximale pouvant être obtenue.
L’enveloppe du coefficient de réflexion de la Figure III-8 témoigne de cette modification. La bande passante totale balayée successivement grâce à la variation de la charge capacitive est de 156MHz, de 724 à 880 MHz. La bande passante instantanée est d’environ 4MHz (R.O.S inférieur ou égal à 2). Par conséquent, on recouvre de manière successive une bande totale 40 fois supérieure à la bande passante de l’antenne sans charge capacitive.

Efficacité rayonnée

On trace l’efficacité rayonnée de l’antenne en fonction de la valeur de la capacité sur la Figure III-9. On remarque que plus la capacité augmente et plus l’efficacité rayonnée diminue, ce qui veut dire que plus on miniaturise l’antenne (i.e. fréquence de résonance plus faible pour un même volume d’antenne) et plus l’efficacité diminue (Figure III-9 (b)). En miniaturisant l’antenne, on concentre davantage les courants, entrainant ainsi des pertes ohmiques plus importantes.

Mesure sous pointe de la diode varicap

Les caractéristiques de la diode varicap données par le fabricant ne sont pas toujours très précises et sont fournies en général pour une certaine gamme de fréquence voire une seule valeur de fréquence. Par conséquent, nous mesurons la diode varicap grâce à un banc de mesure sous pointe, afin de la caractériser aux fréquences d’utilisation souhaitées. Cette mesure nous permet d’obtenir les paramètres S de la diode varicap et d’en extraire la valeur de la résistance série parasite et de la capacité en fonction de la tension. Afin d’obtenir des données moyennes, plusieurs diodes varicap sont soudées sur une carte de test (Figure III-19). Nous montrons le banc de mesure sous pointe sur la Figure III-20

Table des matières

Introduction Générale 
Contexte et motivation
Organisation du manuscrit
Chapitre I. Etat de l’art 
I.1 Antennes miniatures
I.2 Agilité fréquentielle
I.3 Conclusion
I.4 Références
Chapitre II. Miniaturisation de l’antenne fil-plaque 
II.1 Antenne fil-plaque classique
II.2 Antenne fil-plaque à fente
II.3 Validations expérimentales
II.4 Conclusion
II.5 Références
Chapitre III. Agilité fréquentielle de l’antenne fil-plaque
III.1 Introduction
III.2 Ajout d’une charge capacitive variable
III.3 Ajout d’une inductance variable
III.4 Combinaison diode varicap et inductance variable
III.5 Conclusion
III.6 Références
Chapitre IV. Application de l’antenne fil plaque agile ultra miniature
IV.1 Introduction
IV.2 État de l’art des antennes ultra compactes
IV.3 Antennes pour implants auditifs (In The Ear) – Application WiserBAN
IV.4 Conclusion
IV.5 Références
Conclusion générale 
Annexe 1 – Calcul des différents éléments du circuit équivalent
Annexe 2 – Calcul de l’impédance de la fente
Annexe 3 – Calcul du facteur de qualité avec HFSS
Annexe 4 – Datasheet diode bb857
Annexe 5 – Inductance variable
Liste des travaux
Résumé