Principe général du PFC Totem-Pole utilisant des thyristors 

Mode PFC

 Le principe de fonctionnement présenté ici peut être transposé à la structure 100% MOSFET. 

Phases de fonctionnement

 Concernant le mode PFC, durant l’alternance positive de la tension du réseau AC, on distingue deux phases. Le transistor S2 (cf. Figure 3-2) découpe le signal d’entrée vIN(t) à haute fréquence (1/Ts) issu d’un signal de commande de type MLI (modulation de la largeur d’impulsion). Pour générer les signaux de commande, un asservissement est utilisé (cf. Figure 3-2). La consigne du modèle moyen (Feed Forward) produit un rapport cyclique (α = 1 – Vin/Vo) permettant d’obtenir une sinusoïde. De plus, deux boucles d’asservissement sont utilisées pour pallier aux variations des signaux. Une boucle interne dite rapide (4,5 kHz) et une boucle externe plus lente (10 Hz). La boucle interne a pour objectif d’asservir le courant d’entrée suivant une référence de consigne sinusoïdale générée par la boucle externe. Pour construire cette référence de consigne, l’erreur corrigée entre la tension de sortie du bus DC et sa référence est multipliée par la tension d’entrée. Les correcteurs utilisés pour la régulation sont de type proportionnel-intégral (PI) et sont dimensionnés dans l’Annexe E. Comme le montre la Figure 3-3, sur l’intervalle [0 ; α.Ts] (avec α le rapport cyclique), S2 est fermé, S1 est ouvert et Th2 est fermé. L’inductance se charge et le condensateur de capacité C fournit l’énergie au bus DC. Sur l’intervalle [α.Ts ; Ts], S2 s’ouvre, la diode « body » du transistor S1 devient passante et Th2 reste passant. Par symétrie de la structure, durant l’alternance négative de la tension du réseau AC, on distingue également deux phases de fonctionnement (cf. Figure 3-4). Sur l’intervalle [0 ; α.Ts], S1 est fermé, S2 est ouvert et Th1 est fermé. L’inductance se charge et le condensateur fournit l’énergie au bus DC. Sur l’intervalle [α.Ts ; Ts], S1 s’ouvre, la diode « body » du transistor S2 devient passante et Th1 reste passante. Par conséquent, durant les deux alternances décrites ci-dessus, l’énergie peut être transmise au bus DC. 

Modélisation du fonctionnement PFC : principaux résultats

 Une simulation via Pspice, illustrée dans l’Annexe C, a permis de valider le fonctionnement de la régulation, le dimensionnement des composants de puissance présenté dans l’Annexe D et de visualiser les principales courbes (cf. Figure 3-5) du convertisseur en mode PFC. Les paramètres d’entrée de la simulation sont les suivants : – tension du réseau Vmains_rms (230 V), – fréquence du réseau Fmains (50 Hz) – fréquence de découpage Fsw (64 kHz), – tension de consigne du bus DC ref (400 V), – puissance de sortie du convertisseur Po (3,7 kW), – gain des capteurs de tension Kvo (0,006868) et de courant Kc (0,041), – gains des correcteurs de la boucle de tension k_v (0,825), ki_v (112), – gains des correcteurs de la boucle de la boucle de courant k_i (4,47), ki_i (280900). Les semi-conducteurs sont commandés conformément aux phases de fonctionnement décrites précédemment. Les thyristors sont fermés alternativement suivant les demi-périodes du réseau, tandis que les MOSFETs sont commandés à la fréquence de découpage afin de suivre l’asservissement défini. Nous obtenons une régulation sur la tension de sortie à 400 V. Le courant d’entrée est bien asservi de manière à obtenir un courant sinusoïdal en phase avec la tension du réseau et d’amplitude égale à 23 A.

Mode onduleur 

Phases de fonctionnement 

Le fonctionnement en mode onduleur du convertisseur peut être expliqué de la même façon que précédemment. Comme le montre la Figure 3-7, durant l’alternance positive du réseau AC, le transistor S1 découpe la tension vo(t) à haute fréquence (1/Ts) issue d’un signal de commande de type MLI (cf. Figure 3-6). La consigne du modèle moyen (Feed Forward) produit un rapport cyclique (α = Vo/Vin) permettant d’obtenir une sinusoïde.De plus, une boucle d’asservissement est utilisée pour pallier aux variations des signaux. Il s’agit d’une boucle rapide (4,5 kHz) et a pour objectif d’asservir le courant d’entrée suivant une référence de consigne sinusoïdale. Pour construire cette référence de consigne, la tension d’entrée est multipliée par une grandeur qui correspond à l’amplitude du courant. Le correcteur utilisé pour la régulation est de type proportionnel-intégral (PI). Sur l’intervalle [0 ; α.Ts], S1 et Th4 sont fermés ; S2 est ouvert. Le bus DC fournit l’énergie au réseau et l’inductance se charge. Sur l’intervalle [α.Ts ; Ts], T1 s’ouvre, la diode « body » de S2 devient passante et Th4 reste fermé. L’inductance fournit l’énergie au réseau et le condensateur de capacité C se recharge. Durant l’alternance négative du réseau AC (cf. Figure 3-8), c’est le transistor S2 qui découpe la tension Vo(t) à haute fréquence (i.e., 64 kHz). Sur l’intervalle [0 ; α.Ts], S2 et Th3 sont fermés ; S1 est ouvert. Le bus DC fournit l’énergie au réseau et l’inductance se charge. Sur l’intervalle [α.Ts ; Ts], S2 s’ouvre, la diode « body » de S1 devient passante et Th3 reste fermé. L’inductance fournit l’énergie au réseau et le condensateur de capacité C se recharge.

Modélisation du fonctionnement onduleur : principaux résultats

 Une simulation via Pspice, illustrée dans l’Annexe C, a permis de valider le fonctionnement de la régulation, le dimensionnement des composants de puissance présenté dans l’Annexe D et de visualiser les principales courbes (cf. Figure 3-9) du convertisseur en mode PFC. Les paramètres d’entrée de la simulation sont les suivants : – tension du réseau Vmains_rms (230 V RMS), – fréquence du réseau Fmains (50 Hz), – fréquence de découpage Fsw (64 kHz), – amplitude du courant de consigne ref_il (23 A), – gain du capteur de courant Kc (0,041), – gains du correcteur de la boucle de courant k_i (4,47), ki_i (280900) Les semi-conducteurs sont commandés conformément aux phases de fonctionnement décrites précédemment. Les thyristors sont fermés alternativement suivant les demi-périodes du réseau, tandis que les MOSFETs sont commandés à la fréquence de découpage afin de suivre l’asservissement défini. Le courant d’entrée iIN est pris positivement, du réseau vers le bus DC (convention de signe identique au cas PFC). Il est asservi de manière à obtenir un courant sinusoïdal en opposition de phase avec la tension du réseau et d’amplitude égale à 23 A. 

Particularités de fonctionnement de la structure 

Pics de courant au changement de phase

 Concernant la structure décrite dans la Figure 3-1 a), le bras commutant à 50 Hz est réalisé avec des MOSFETs. La littérature indique des phénomènes oscillants au passage par zéro de la tension du réseau AC (ou ZVD pour « zero voltage detection »). La Figure 3-10 illustre ce type de phénomène [73] que nous allons expliciter dans la suite de ce paragraphe.Durant la commutation au zéro de tension, lorsqu’on passe de la phase négative à la phase positive, la capacité parasite (CDS_S4) entre le drain et la source du MOSFET S4 (cf. Figure 3-11) est encore chargée à la valeur du bus continu. La tension aux bornes de l’inductance passe alors de 0 V à 400 V (cf. Figure 3-11). Cela induit un fort pic de courant lors de cette commutation que l’on va quantifier dans la suite de ce paragraphe. 

Référence de commande 

Problématique de référence de commande 

Un problème se pose lorsque l’on veut rendre cette structure bidirectionnelle en courant. L’utilisation de MOSFETs sur le bras fonctionnant à 50 Hz ne nécessite que deux alimentations auxiliaires. Cependant, si on utilise des thyristors, il faudrait ajouter une alimentation supplémentaire et leur isolation galvanique associée, ce qui augmenterait le coût global du système. Dans cette dernière configuration, les thyristors sont généralement commandés avec un courant injecté dans leur électrode de gâchette. Celui-ci peut être continu (DC) ou de forme impulsionnelle. La référence de contrôle de cette commande se situe sur la cathode des thyristors. Dans le cas du PFC Totem-pole bidirectionnel, les quatre thyristors ont besoin de 3 alimentations auxiliaires, le thyristor Th2 et Th3 ayant la même références de contrôle comme le montre la Figure 3-14. Afin de diminuer le nombre de références de commande, il est possible de remplacer les thyristors Th2 et Th3 (cf. Figure 3-15 (a)) (ou Th1 et Th2 (cf. Figure 3-15 (b)) à gâchette de cathode par des thyristors à gâchette d’anode (AGT). Les AGT sont commandés via une extraction du courant dans l’électrode de gâchette contrairement aux thyristors traditionnels. Dans ce cas, il n’y a besoin que de deux alimentations auxiliaires pour la commande des thyristors.