Dans le cadre de nos travaux, l’étude des architectures récentes de récepteurs radio est basé sur deux facteurs : la reconfigurabilité et l’intégrabilité. Le fondement de ces architectures a pour but de minimiser le nombre de composants discrets et de concevoir, ainsi, la totalité du récepteur en un circuit intégré implémenté en une technologie à faible coût. Nous pouvons définir deux classes d’architectures de récepteurs SDR à savoir les architectures à transposition de fréquences par des mélangeurs et les architectures à sous-échantillonnage.

Architecture hybride homodyne/low-IF 

Dans la littérature, la grande majorité des architectures récentes de récepteurs SDR proposent l’architecture à conversion directe de fréquence, homodyne, ou l’architecture à transposition vers une faible fréquence intermédiaire, low-IF (low Intermediate Frequency) (32; 34; 35; 36; 37). Ces deux architectures assurent un haut degré d’intégrabilité et une moindre consommation de puissance. Toutefois, ces deux architectures présentent des faiblesses face au traitement des signaux appartenant à des standards à largeur de bande et dynamique hétérogènes. Du fait d’opérer à une fréquence RF, l’architecture homodyne, aussi appelée architecture zéro-IF (zero Intermediate Frequency), présente une forte disparité entre les voies I et Q du récepteur dégradant ainsi l’EVM (EVM, Error Vector Magnitude). Aussi, une tension continue variable (DC-offset), causée par des fuites provenant de l’oscillateur local et de l’amplificateur à faible bruit (LNA, Low Noise Amplifier) suivi d’un auto-mélange, peut dégrader le rapport signal à bruit (SNR, Signal to Noise Ratio) d’un signal à bande étroite.

Le DC-offset et le flicker noise ne présente une menace que pour les signaux à bande étroite. Ainsi, il est judicieux d’éviter l’architecture zéro-IF pour des standards à bande étroite, tel que le GSM.

D’autre part, dans les architectures low-IF, du fait que la fréquence du signal est transposée vers une fréquence non nulle 𝘧if , le DC-offset et le flicker noise n’ont aucun effet sur le SNR. Toutefois, le problème de fréquence image se présente.

Le signal est conduit au récepteur via une antenne multi-bande (40; 41). Un filtre RF passe-bande doit être utilisé à ce niveau afin de sélectionner la bande utile du standard et atténuer les bloqueurs tout autour. Le niveau élevé des bloqueurs hors bande des standards, surtout dans le cas du GSM, et leurs emplacements autours d’une fréquence RF imposent l’utilisation d’un filtre très sélectif. Les filtres ayant les caractéristiques requises pour le filtrage du signal RF sont les filtres à onde acoustique de surface (SAW, Surface Acoustic Wave) ou les filtres à onde acoustique de volume (BAW, Bulk Acoustic Wave). Ces filtres ne sont pas intégrables mais peuvent être dans certains cas programmables (42). Le standard UMTS nécessite aussi la présence d’un duplexeur. Les standards IEEE 802.11a/b et g utilisent un filtre RF avec une bande passante différente de celle du GSM. Afin d’adapter aux différents standards, l’architecture proposée comporte un banc de filtres RF sélectionnés selon le signal reçu par l’antenne via un commutateur RF en technologie GaAs (43; 44). Il est à noter que des méthodes pour supprimer les filtres SAW non intégrables peuvent être envisagées. Dans (45), plusieurs méthodologies de suppression du filtre RF sont présentées. Une des méthodologies consiste à utiliser une boucle de rétroaction à la sortie du LNA qui a pour but de réduire la puissance les bloqueurs. Une autre méthodologie considère M filtres passe-bas à capacités commutées montés en parallèle au lieu du filtre RF. Cette implémentation  permet de translater la bande passante des filtres en parallèle et de la ramener autour d’une fréquence M fois plus grande.

Le circuit intégré traite le signal RF après le module Front-end (FEM, Front-End Module) composé par l’antenne de réception et les filtres RF. Afin de balayer toutes les fréquences des six standards et assurer le gain nécessaire pour chacun, deux LNAs sont mis en oeuvre. Le premier amplifie les signaux à faibles fréquences (LBLNA, Low Band LNA) allant de 0.1 à 1.5 GHz, le second les signaux à hautes fréquences (HBLNA, High Band LNA), de 1.5 à 5 GHz. Ainsi, les spécifications de linéarité sont plus faciles à satisfaire. Chaque LNA est formé de deux étages d’amplification. Selon la puissance du signal en entrée, un étage ou même les deux peuvent être contournés. Un mélangeur passif est utilisé afin d’assurer la transposition vers la bande de base ou vers 𝘧if = 100 KHZ dans le cas du GSM. Il est basé sur l’utilisation d’inverseurs à transconductance (64). L’IC intègre l’oscillateur local (LO, Local Oscillator). Afin de générer les fréquences de 0.6 à 5 GHz, deux oscillateurs à tension contrôlée (VCO, Voltage Controlled Oscillator) sont envisagés. Le VCO consacré aux faibles fréquences (LBVCO, Low Band VCO) génère les fréquences entre 4 et 7.2 GHz. Le VCO consacré aux hautes fréquences (HBVCO, High Band VCO) génère les fréquences entre 7 et 10 GHz. Ces fréquences subissent une succession de division afin de fournir la fréquence adéquate pour la transposition vers la bande de base du signal reçu.

Une succession d’étapes de filtrage et d’amplification se font au niveau de l’étage en bande de base. Un amplificateur à transimpédance (TIA, TransImpedance Amplifier) avec un pouvoir de filtrage de second ordre est utilisé. Ce circuit peut être programmé en changeant les valeurs de ses résistances et capacités afin de couvrir la bande fréquentielle 0.5-20 MHz. Deux filtres sont utilisés en cascade à savoir le filtre passif passe-bas du 3ème ordre et le filtre Gm-C biquadratique. Le TIA et les filtres permettent d’avoir un filtrage du 5ème ordre pouvant être réduit à un filtrage du 3ème ordre si le filtre Gm-C n’est pas utilisé. Le rôle du VGA est de maximiser la plage dynamique en fournissant un gain pouvant atteindre 24 dB.